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桥式射频电源中三次谐波谐振电路的应用范文

时间:2022-11-04 08:52:08

桥式射频电源中三次谐波谐振电路的应用

《电源学报》2016年第5期

摘要:

在桥式射频电源中接入三次谐波谐振电路,用于改善MOSFET的快速开关状态。通过在桥式逆变器的交流端连接三次谐波谐振电路,将三次类正弦波电流叠加于正弦负载电流上,从而实现对MOSFET输出电容的快速充电或放电,使MOSFET适用于更高的工作频率。对2MHz/2kW射频电源进行仿真,分析结果表明:接入三次谐波谐振电路不仅减少了MOSFET的换向时间,而且降低了MOSFET的开关损耗;同时,分析了死区和三次谐波谐振电路品质因数对电路的影响,验证了三次谐波谐振电路的可行性和有效性。

关键词:

射频电源;三次谐波谐振电路;系统仿真;MOSFET

引言1

近年,射频电源随着电力电子技术的发展而迅速发展起来,其应用领域已拓展到半导体、工业镀膜及医疗等各个方面[1-4]。射频电源主要分为电子管射频电源和固态射频电源。相较于电子管射频电源,固态射频电源具有体积小、重量轻、利于整机小型化、工作电压低、耐冲击振动和寿命长等优点,但其稳定性和抗辐射性差,且输出功率低(不高于10kW),一般应用于低功率场合。另一方面,固态射频电源容易实现对射频电源的数字化控制[5],提高负载匹配的效率。在固态射频电源领域,本文提出了一种改善桥式射频电源高频特性的方法。其特点是,通过在桥式逆变器的交流终端连接一个三次谐波谐振电路,实现对MOSFET输出电容的快速充电或放电。减少桥臂MOSFET及其体二极管关断时的换向时间,使其最小换向时间短至MOSFET的上升或下降时间,同时提高逆变器的输出功率因数。对2MHz/2kW射频电源进行仿真试验结果分析,验证了三次谐波谐振电路在桥式射频电源中的可行性和有效性。

1全桥串联谐振逆变器工作原理

1.1工作模态

全桥串联谐振逆变器的基本电路架构如图1所示,为了方便分析,将四个开关管漏源极间的寄生电容、寄生二极管分别标出,或者在四个桥臂上的开关管漏源极间分别并联一个无损电容器,其中C1=C2=C3=C4(当没有并联无损吸收电容时,由于MOSFET器件内部输出电容Coss的存在,开关管漏源极间电容并不为零)。在感性负载条件下,开关频率f0应略高于串联谐振频率f,输出电流io的相位滞后于输出电压Vo。其工作模态如图2所示。模态(a):电流换向之前,即开通开关管Q1和Q4之前,电流如图2(f)反向流动,通过内部反并联寄生二极管D1和D4续流。在t0时刻开关管Q1和Q4开通,其漏源极间电压为零,即达到ZVS开通,谐振电容C上的电压为左负右正。当开关管Q1和Q4处于导通态时,负载电流从左向右流,此时开关管的输出电容C1和C4上的电压为零,而C2和C3的电压为直流母线电压Vdc。之后,谐振电容C经历了一个先放电再充电的过程。模态(b):在t1时刻,开关管Q1和Q4截止,串联谐振回路中的电流开始准备换向。换向时,负载电流以io/2对已关断开关管Q1和Q4的输出电容C1和C4充电,同时对将要开通的开关管Q2和Q3的输出电容C2和C3放电。当C1和C4的电压充电至直流母线电压Vdc,此时C2和C3上的电压基本放电到零,在其完全放电后模态(b)结束。模态(c):在t2时刻,C1和C4的电压上升到直流母线电压Vdc,C2和C3上的电压下降到零,内部反并联寄生二极管D2和D3开始工作在续流状态,电流依然从左向右流动。在续流结束后串联谐振回路电流开始换向,开关管Q2和Q3导通,其栅极驱动信号在电流换向之前(电流过零点之前)已经到达,即实现了ZVS开通。电流过零点后,模态(c)结束。这说明串联谐振回路在电流换向的过程中需要对开关管的输出电容进行放电处理。整个模态(c)都开通开关管Q2和Q3,如果在电流过零点(也就是模态(c)结束时刻)开通开关管Q2和Q3,那么此时开关管的漏源极间电压和流过开关管的电流皆为零。当开关管Q2和Q3导通后,串联谐振回路电流反向,谐振电容C开始放电,电压下降。当谐振电容C放电完成后,开始反向充电,其两端电压反向增加。模态(d)、(e)、(f)的过程与模态(a)、(b)、(c)的基本过程类似,只是串联谐振回路电流方向相反,在此不再赘述。

1.2死区时间

在全桥串联谐振逆变器中,上下桥臂开关管的控制信号,除反相之外,应特别在二者换相的时候加上一段死区(DeadTime),使得两个开关管有一段时间均不导通,以避免同桥臂上、下开关管同时导通,元件因电流过大而损坏。而这段死区亦是开关管进行ZVS切换的转换时间,在这段时间中利用电路寄生元件,如变压器的漏感和功率开关管的寄生电容形成谐振电路,使得开关管在导通前处于零电压状态,实现无损换流。因此,转换时间必须依据ZVS切换条件的要求,事先计算来决定其长度。全桥串联谐振逆变器的串联谐振回路输出电流与开关管漏源极间电压波形如图3所示,其中横轴的标号为开关模态和开关的时间。假定io在t0时改变方向,即模态(c)结束的时刻,图中I1表示io的有效值,则io可表示为:itIosin21(1)在t=-toff时,关断Q1和Q4,则C2和C3向C1和C4放电,当C2和C3充至直流母线电压Vdc,即t=-ton时,寄生二极管D2和D3开始导通续流。由于在换向期间,图2(b),有一半的负载电流io/2流过Q4的输出电容,此时Q4的漏源极间电压vDS4可表示为:142coscos21ICttdtiCvossoffttoossDSoff(2)其中Coss为功率开关管的输出电容。由式(2)可知,在t0时,vDS4有一个峰值,而这个峰值与与截止超前时间toff有关。为避免输出电容放电电流直接流入开关管,在t0之前,vDS4必须达到Vdc,即存在一个最小关断时间Toff-min[6]:11min21cos1IVCTdcossoff(3)Q1和Q4在t=-Toff-min时关断以及Q2和Q3在t0时导通,开关管和续流二极管均处于ZVS状态,而不会形成短路。在换流期间无二极管导通,即续流二极管无反向恢复电流。在实际应用中,由于每个MOSFET的寄生输出电容不相同,很难对每个MOSFET的关断时间toff进行调整。可以通过在各MOSFET漏源极间并联一个无损吸收电容调整其关断时间,但是这样会由于缓冲电容的增加导致逆变电路串联谐振回路的功率因数下降[7]。在设计中需要综合考虑以上因素,根据所选器件的不同特性对缓冲电容进行合适的设置[7]。

2三次谐波谐振电路

2.1三次谐波谐振电路工作原理

为改善电压型串联谐振逆变器的高频特性,本固态射频电源采用三次谐波谐振电路[8]。其特点是,通过在逆变器的交流终端连接一个三次谐波谐振电路,实现对开关管输出电容的快速放电或充电,减少开关管及其寄生二极管关断时的换向时间,提高逆变器的输出功率因数,使其最小换向时间短至开关管的上升或下降时间。全桥三次谐波谐振逆变电路架构如图4所示,其中L3和C3组成三次谐波谐振电路,T为匹配变压器,C、L和R组成串联谐振负载电路。接入三次谐波谐振电路的目的是将三次谐波电流叠加在基波负载谐振电流上实现对输出电容的快速充/放电,从而实现各开关管工作于无浪涌电压或尖峰电流的高速开关模式。接入三次谐波谐振电路后电压和电流波形如图5所示。其中,v1和v3分别为逆变器输出电压vo的基波和三次谐波电压分量。若将每个开关管的上升和下降时间以及换向时间考虑进去,vo则是一个类梯形波。由于开关管的上升和下降时间以及换向时间对输出电压的基波和三次谐波分量影响很小,因此可近似将v1和v3分别等于逆变器输出为方波电压时的基波和三次谐波分量,如图5所示。通过上面的假设可以得到以下公式:tVvdcsin2221(4)tVvdc3sin32223(5)最快的dv/dt是在输出电压过零处使三次谐波谐振电流达到峰值,这需要在v3和i3之间产生90°相移。在图5定义的vo下,三次谐波谐振分量v3与v1同相位。忽略三次谐波谐振电路阻抗,则三次谐波谐振电流i3如下:tCLVidc3cos)313(3222333(6)其中,公式(6)中的三次谐波谐振电容阻抗可以忽略,因为主谐振电路具有足够高的三次谐波谐振频率阻抗。三次谐波谐振电流i3滞后90°于三次谐波电压v3,即i3在v3过零电压处达到峰值。如图5所示,逆变器输出电流io因叠加了三次谐波谐振电流i3而呈准梯形波。在换向期间由于io大于负载谐振电流iL,从而可以实现对输出电容快速充电和放电。三次谐波谐振电流i3增加了io在换向期间的电流值而并未增加其峰值,因为i3的峰值出现在过零电压处。因此,三次谐波谐振电流i3频率应调整在一个略低于三倍工作频率处。这样,三次谐波谐振电路才会形成三次谐波谐振电流滞后90°相位于电压的感性阻抗。

2.2三次谐波谐振电路设计

如图4所示的全桥三次谐波谐振逆变器,该逆变器的输出电流io是负载谐振电流iL和三次谐波谐振电流i3的总和,如下式:it3cos2)sin(2tII31o(7)此处,I1和I3分别是负载谐振电流iL和三次谐波谐振电流i3的有效值,是v1和iL之间的相位差,所以cos即为逆变器的输出功率因数。逆变器的输出电流io需要在换向期间内完成对上下桥臂的输出电容Coss和吸收电容CS的充电或放电,该过程可由下式表示:QCdtiVCossCodcS22)(22(8)QC为存储于Coss和CS中的电荷。据此,三次谐波谐振电流I3的幅值由下式决定:23sin2cos2cos223113IIQIC(9)为了在负载谐振电流iL为零的瞬间完成换向,换向时间必须设定为2,于是I3可重写为:23sincos223113IIQIC(10)将(10)式代入(6)式,可得在三次谐波谐振频率处谐振电路阻抗为:3333322313IVCLZdc(11)必须在L3引起的压降和流入C3的引导电流的折中和权衡下选取最优的C3和L3值,即选择合适的三次谐波谐振电路品质因数Q3。如果Q3取得过小,导致逆变器的输出功率因数减少。相反,如果Q3取得过小,就会在基波频率处引起不可忽视的压降。串联谐振负载电路的谐振频率为2.1MHz,额定谐振电流有效值为7.2A,逆变器直流母线电压Vdc为310V,选用的MOSFET器件为IXFT20N60Q。在每个MOSFET漏源极间并联了一个容量CS=470pF的无损吸收电容,则储存于MOSFET输出电容和吸收电容中的电荷为:CVCCQodcSssC15.0)((12)换向时间应大于所用MOSFET器件上升和下降时间,如果换向时间太短将导致开关损耗增加,因为负载谐振电流在换向期间也流过MOSFET。因此,换向时间设置为等于试验所用MOSFET器件的下降时间,即nstf40。由式(10)可得,三次谐波谐振电流有效幅值等于3.7A。则三次谐波谐振电路谐振电感L3和电容C3设计为Z3=25Ω。在(10)式中假设2,则逆变器输出功率因数97.0cos。考虑匹配变压器匝比后三次谐波谐振电路和负载谐振电路的等效电路如图6所示。负载谐振电路等效电感LLLnL2',等效电容2'CnCLL,n为匹配变压器匝比。由于励磁电流在高达2MHz的工作频率下太小了,因而可以忽略图6中匹配变压器的励磁电感。匹配变压器的漏感低于等效电感LL'也可忽略。3L3Cc'LL'LC12.H170pF240pF80H70pF图6三次谐波谐振电路等效电路Fig.6Equivalentcircuitofthethird-orderresonantcircuit逆变器桥臂和匹配变压器之间存在线电感l=0.3μH,匹配变压器初级绕组存在寄生电容c=240pF。考虑线电感和寄生电容后,三次谐波谐振电感应为L3=2.1μH,三次谐波谐振电容应为C3=170pF,则其三次谐波谐振频率为5.1MHz,三次谐波谐振电路阻抗为:26659131333CL(13)由此可得,流入三次谐波谐振电容的引导电流为:2212656.0101701022310A(14)该值小于负载谐振电流的十分之一。由于三次谐波谐振电感L3只有负载谐振等效电感的2%,因而由L3引起的电压降可以忽略。

3仿真和试验分析

(1)接入三次谐波谐振电路对系统电路的影响

全桥三次谐波谐振电路逆变器主电路仿真原理图如图7所示,图中已将串联谐振负载电路等效至匹配变压器初级,三次谐波谐振电路由L6和C6组成,连接于桥臂输出和匹配变压器之间。仿真时用310V直流电源代替220V交流整流滤波后的直流电压。栅极驱动信号与MOSFET之间的寄生电感分别用L1、L2、L3和L4代替,栅源极间寄生电容和ESR分别用C9、R9和C10、R10以及C11、R11和C12、R12代替,旁路电容和母线直流电感都加入有效串联电阻,使仿真参数更接近实验中的真实参数,提高仿真真实度。两路触发脉冲频率f=2MHz,脉宽PW=200ns,相位相差180°的PWM控制信号分别驱动MOSFET开关管Q1-Q4。其仿真波形图如下所示,其中,图8(a)为未接入三次谐波谐振电路桥臂输出电压和电流波形图;图8(b)为接入三次谐波谐振电路桥臂输出电压和电流波形图。由图8(a)可知,未接入三次谐波谐振电路时,桥臂开关管的Vds上升或下降时间大约是44ns,且在换向开始时最大输出电流约为Io=4A;由图8(b)可知,接入三次谐波谐振电路时,桥臂开关管的Vds上升或下降时间大约是24ns,且在换向开始时最大输出电流约为Io=7.1A,其输出电流滞后输出电压34ns,则输出功率因数为0.9;通过比较分析可知,接入三次谐波谐振电路后,提高了换向期间桥臂的输出电流Io,从而能够对桥臂开关管的输出电容Coss进行快速地充电或放电,使桥臂开关管的Vds上升或下降时间缩短至未接入三次谐波谐振电路时的一半,改善开关管的工作环境,使其适用于更高的工作频率场合。

(2)死区对系统电路的影响

在图7所示的全桥三次谐波谐振逆变器主电路仿真原理图中,设置驱动信号脉宽PW=210ns,即死区时间设为40ns,仿真得到Q1栅源和漏源极间电压波形及其开关损耗波形如图9(b)所示。再将驱动信号脉宽设置为PW=185ns,即死区时间设为65ns,仿真得到Q1栅源和漏源极间电压波形及其开关损耗波形如图9(c)所示。比较分析图9(a)、图9(b)和图9(c)可知,死区时间为40ns与死区时间为50ns的波形相比,前者的开关瞬时损耗较大,容易造成开关管损坏,但其开通损耗有所减少;而死区时间为65ns与死区时间为50ns的波形相比,两者的开关损耗几乎不变;但如果死区时间过大,则会导致开关管漏源极间电压波形畸变,增加开关损耗,如图9(d)所示,其死区时间为100ns。由此可知,设置合适的死区时间对降低开关管的开关损耗和确保其工作在安全区很有必要。

(3)三次谐波谐振电路品质因数对电路的影响

在图7所示的全桥三次谐波谐振逆变器主电路仿真原理图中,改变三次谐波谐振电路的参数值,即改变其品质因数Q3,不同参数下的仿真波形分别如图10(a)、(b)和图11所示。比较分析图10(a)、(b)可知,Q3过大(图10(b)),引起负载电压降低,与(a)比较负载电压大约下降23V。Q3过小(图11),提升了全桥三次谐波谐振逆变器输出功率因数,其功率因数约为0.93;但是与图9(a)比较可知,其开关管的开关损耗增加。综合以上三方面的仿真结果分析,我们可以知道设计的三次谐波谐振电路最终参数为:三次谐波谐振电感L3=3.1μH,三次谐波谐振电容C3=410pF,负载谐振电感L=0.9μH,负载谐振电容C=7000pF。

4结论

本文在桥式射频电源基本拓扑结构的基础上,接入三次谐波谐振电路以提高逆变器工作频率,从理论和仿真实验上讨论了三次谐波谐振电路的设计策略和实用性。三次谐波谐振电路用于桥式逆变器中的主要优点如下:(1)仿真实验结果表明,开关管的漏源电压Vds上升或下降时间大约是24ns,且无电压浪涌和电流尖峰;(2)接入三次谐波谐振电路只会导致桥臂输出电流的均方根值略有增加,约增加0.43A,但不会增加流过MOSFET的电流峰值;(3)在高达2MHz射频电源仿真实验中,接入三次谐波谐振电路使得MOSFET开关损耗有所下降,约减少30%的开关损耗。

参考文献:

[1]秦威,李勇滔,李超波,等.全固态高效率射频电源[J].半导体技术,2011,36(4):287-290.

[5]杜荣权,陈乐柱,穆瑜.基于数字控制的MHz频率单脉冲电源设计[J].电源学报,2014,12(2):101-105.

[6]李敏远,姜海鹏,都延丽,等.串联谐振逆变器最佳死区的选择[J].电力电子技术,2003,37(4):22-24.

[7]袁浩.轴快流CO2激光器2MHz射频电源的设计与仿真[D].武汉:华中科技大学,2011.

作者:左海彪 饶益花 胡波 陈文光 单位:南华大学电气工程学院 南华大学数理学院

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